电动汽车电源管理系统与其均衡充电方法
技术领域
本发明属电力电子技术制造领域，尤其涉与到一种即插式电动汽车电源管理系统与其均衡充电方法。 背景技术
锂电池具有无记忆效应、比能量高、循环使用次数高、体积小、重量轻的优点，是电动摩托车、轻型电动汽车与混合动力汽车等应用领域的首选电池类型。然而，由于生产工艺、材质等的细微差异、不同生产批次等原因，单体电池的电气性能发生差异是必然结果。这些差异在多节电池串联的应用场合不仅会使串联电池组的容量变小，甚至还可能造成严重的过充电、过放电等安全隐患，严重失衡时可能会造成单体电池内部出现热点，这是非常危险的。其次，串联电池的失衡会大大缩短单次充电后的使用时间，以三节串联的失衡电池组为例，假定充电时A电池剩余80%容量，B电池剩余40%容量，C电池剩余60%容量；当A电池充满100%时，B电池容量刚提升到60%，C电池容量为80%，此时停止充电将造成B电池和C电池尚未充满电的现象；反之，该串联电池组用于放电操作时，由于下限电压保护的钳制，当B电池放电至0%容量时，A电池尚存有40%容量，C电池存有20% 容量，出现电池A和电池尚未放完电现象，大大降低了串联电池组的能量利用率。由此可见，凡使用串联形式的锂动力电池〔或任何其它类型电池〕、以与大容量超级电容为动力或辅助动力的场合，在电能的补充或电能释放过程中，对串联储能组件中的任一单体储能器件实行独立均衡控制是极其必要的，也是纯电动力与混合动力汽车应用领域必须解决的主要技术之一。
对多节串联动力电池组中各单体电池实现合理的均衡充放电操作，关键是设计出合理而又简便的解决由多节电池串联所带来的多参考电位的技术方案。采用差分电路对各单体电池
DOC
电位进展转移、或采用光耦进展光电隔离，是目前广泛采用的实现多参考电位归一化的技术手段，这意味着在控制系统设计方案中包含了大量的比拟电路、光耦、以与多路独立工作电源。其次，目前大多数设计方案仅涉与到对多节串联电池组中各单体电池实行均衡监控，而未考虑均衡控制与充电能量供给环节间的相互约束关系。
理想的多节串联锂动力电池组充放电管理系统，应合并考虑均衡控制系统、充电能量供给系统、应用场合等因素。合理的充放电管理系统的实现目标是：1.能量快速补充，2.安全高效，3.充放电操作过程中对各单体电池的损伤最小，4.按各单体电池的实际物理容量得到恰如其分的能量补充和发挥。为此：
1. 合理的充放电管理系统在对串联电池组的充电过程中，应具有识别串联电池组中是否存在端电压等于或高于均衡放电电压设定值的单体电池的能力，并在根本不干扰整体串联电池组充电操作的前提下，对该单体电池实施均衡放电。在充电电流和均衡放电电流不对称的情况下，例如在大电流充电、较小的均衡放电电流场合，即便设置了均衡放电电路，其均衡效果也只具象征性意义；解决的途径是：a.设计大电流均衡放电电路，b. 在发生均衡放电操作的同时降低充电电流的幅值，使得被实施均衡放电操作的单体电池的端电压上升速率被大大减低。事实上，只要充电电流大于均衡放电电流，被实施均衡放电的单体电池的端电压仍将随充电进程而盘升，因此，在对串联电池组充电时，合理的充放电系统须对单体电池设定均衡放电电压和上限电压二个判断值，只要发生任一单体电池的端电压达到了设定的均衡放电电压值，启动对该单体电池的均衡放电操作；在均衡放电电流小于充电电流的情况下，当任一单体电池的端电压达到了设定的上限电压值，即刻暂停充电操作，并保持对该单体电池的均衡放电，直到该单体电池的端电压回复到设定的均衡放电终止电压值以下时，重新启动充电操作。 2. 串联电池组用于放电操作时，尤其用于交通工具的场合，因串联电池组中某一单体电池端电压降至下限电压而导致供电突然终止，是不合理的放电监管方案；合理的充放
DOC
电管理系统在向外负载提供能量时，在发生任何单体电池的端电压下降到临近下限值之前，应与时给出即将终止供电的持续提示，即设置下限预警电压判断；当任何单体电池的端电压下降至下限电压值时，即刻终止放电操作，即下限电压判断。 3. 串联电池组对外负载放电操作时，合理的充放电管理系统还应具有识别最先达到下限电压值的具体单体电池的能力；在充电操作时，除了对达到均衡放电电压值的单体电池执行均衡放电外，对未达到均衡放电电压值的电池继续执行充电操作，同时应记录各单体电池在充电过程中达到均衡放电电压值所经历的时间。充放电管理系统根据充电过程中各单体电池达到均衡放电电压值的先后次序、以与在放电过程中最先下降到下限电压值的单体电池的信息，对各单体电池的电气性能做出评估。通常，充电过程中明显率先于其它单体电池达到均衡设定电压值、放电过程中明显提前于其它单体电池下降到下限电压值的单体电池，具备了被替换的充分理由。
4. 在对串联电池组执行充电操作时，合理的充放电管理系统应具有根据串联电池组各单体电池的电气状况调节充电方式的能力。如果串联电池组中所有单体电池的端电压均介于下限电压和均衡放电设定电压值之间，充放电系统将工作在峰值限流充电的电流环控制模式。在该控制模式下，只要发生任何单体电池达到均衡放电电压值时，意味着串联电池组中各单体电池的端电压已根本接近均衡放电电压值，因此充电系统除了对达到均衡放电设定值的单体电池实行均衡放电操作外，充电电流应发生递减；随着充电过程的进展，达到均衡放电电压设定值的单体电池的数量将增多，充电电流也应随之而发生持续的递减。当串联电池组中所有单体电池都达到了均衡放电电压值〔或者曾发生过均衡放电操作〕，此时的最大充电电流将被限制在最终的、经屡次递减的较小的电流控制值，直至充电过程完毕。
5. 适用于交通工具的合理的充放电控制系统还应具有CAN通信能力，通过CAN总线将串联电池组中各单体电池的电气参数〔包括当前端电压、当前充放电电流、温度等〕与
DOC
其它设备实现信息交换；充放电系统还应具有强大的充电电流输出能力，尽可能快速地恢复串联电池组中各单体电池的能量。在常规应用X围内，充放电系统所采用的技术原那么上对串联电池的节数具有足够宽的容限；此外，不论充放电系统处于充电或放电状态、或用电设备闲置期间，对与之连接的串联电池组的能量泄漏影响应足够小。
发明内容
本发明是为实现多节串联电池组的均衡充放电一体化系统所涉与的内容，而提供的一种利用简单的电阻分压器实现多节串联电池组大电流均衡控制所涉与到的多参考电位归一化、充电电流与其充电模式随串联电池组各单体电池端电压发生变化而动态调整、具有完善的CAN交互通信能力、具有评估串联电池组中各单体电池物理性能的能力、高效大功率的即插式电动汽车电源管理系统与其均衡充电方法；为使用多节串联动力电池、要求均衡充电的场合，而提供的一种具有完善的信息交互功能、可靠的安全机制、延长电池使用寿命、高功率输出的理想的一体化充放电管理系统。本发明提供的串联电池组均衡充放电原理，原那么上适用于各类串联动力电池、多节串联大容量超级电容的充放电管理，尤其适用于以交流220工网电力为充电电源、以多节串联锂动力电池为动力或备用动力的中小型汽车。
实现本发明的技术方案是：一种即插式电动汽车电源管理系统与其均衡充电方法，其特点是包括电池均衡控制子系统、充电控制子系统、放电驱动子系统、以与辅助供电子系统。所述的电池均衡控制子系统用以完成工作模式判别〔充电或放电操作〕、串联电池组端电压与充放电电流、各单体电池物理量的采样〔包括端电压、温度等〕、对采入样本的运算与判别、CAN数据通信、以与为本发明的充电控制子系统和放电驱动子系统提供相关的控制指令。所述的电池均衡控制子系统的输入端与串联电池组各单体电池的引出电极一一连接，并且与充电控制子系统的输出控制信号连接；其输出与充电控制子系统的控制输入端和放电驱动子系统的选通输入端连接；电池均衡控制子系统的输出还通过其CAN收发器与外部CAN控制总线连接。所述的充电控制子系统在充电操作时为串联电池组提供高效率、高功率、充电反响控
DOC
制模式跟踪串联电池组与各单体电池的电气状态变化而变化的充电电源，并为其它子系统提供相关的辅助控制信号。充电控制子系统的输入与交流工网连接，其控制输入端与串联电池组端电压的取样输出、充放电电流的取样输出、电池均衡控制子系统的输出连接。充电控制子系统的输出包括二种成分与流向：输出的正极性充电电源通过防反充二极管与串联电池组中相对电位最高的单体电池的正极引出端连接，充电电源的负极与电池均衡控制子系统的参考地连接，并通过电流取样电阻与串联电池组中相对电位最低的单体电池的负极引出端连接；充电控制子系统输出的控制信号与电池均衡控制子系统的输入端、放电驱动子系统的选通输入端连接。所述的放电驱动子系统用以对串联电池组中达到均衡放电电压值的单个或多个单体电池执行大电流均衡放电，其选通输入端与电池均衡控制子系统的输出、充电控制子系统的输出信号连接，并以多路输出的方式分别与串联电池组中的各单体电池并联连接。所述的辅助供电子系统为各子系统提供稳定的直流工作电源，其输入与交流工网的直流高压输出端连接、其输出与其余各子系统的供电端连接。
上述一种即插式电动汽车电源管理系统与其均衡充电方法，其中：所述的电池均衡控制子系统包括电阻分压选通单元、微处理器单元。所述的电阻分压选通单元以恰当的分压比，在各单体电池的正极引出端与电池均衡控制子系统的参考地之间，用电阻分压器进展分压。定义：分别与各单体电池正极引出端连接的电阻为上分压电阻，分别与电池均衡控制子系统参考地连接的电阻为下分压电阻；因此，在各下分压电阻上得到的电压分压值具有一样的参考点；各下分压电阻上的分压值被模拟选通后，与微处理器单元的A/D采样输入端顺序连接，如此便实现了多参考电位的归一化。所述的微处理器单元包括微处理器、4.096伏基准源、CAN收发器、启动电路、晶振等构成。微处理单元的A/D端口采样各单体电池下分压电阻上的电压、充放电电流信号、各单体电池的温度、串联电池组端电压、以与充电控制子系统提供的＋5〔R〕伏基准源输出，其中断输入口还与充电控制子系统的模式控制单元输出的过压与过流信号连接。微处理器单元的输出信号与充电控制子系统的控制输入端和放电驱动子系
DOC
统的选通输入端连接，并以CAN协议规那么与外部系统实现信息交互。
上述一种即插式电动汽车电源管理系统与其均衡充电方法，所述的放电驱动子系统包括放电选通单元、放电驱动单元。所述的放电选通单元的译码输入端与微处理器单元的输出连接，其输出端与放电驱动单元顺序连接。放电选通单元用以选通、锁定、或解锁放电驱动单元的某路或多路放电驱动电路；放电驱动单元由多路放电驱动电路组成，用以对达到均衡放电电压值的单体电池实施大电流均衡放电。放电驱动单元的输入除了与放电选通单元的输出顺序连接外，还与充电控制子系统的移相谐振全桥变换器单元输出的5KHz脉冲信号连接，放电驱动单元的输出与对应的单体电池一一并联连接。
上述一种即插式电动汽车电源管理系统与其均衡充电方法，所述的充电控制子系统包括工网输入单元、移相谐振全桥变换器单元、模式控制单元。所述的工网输入单元与工频交流电网连接，用以对交流工网电源实行整流与滤波，输出平直的高压直流电源；该高压直流电源与移相谐振全桥变换器单元、辅助供电子系统的输入顺序连接。所述的移相谐振全桥变换器单元的输入除了与工网输入单元的输出顺序连接外，其控制输入端与模式控制单元与微处理器单元的输出连接；移相谐振全桥变换器单元输出的充电电源的正极通过防反充二极管与串联电池组中相对电位最高的单体电池的正极引出端连接，充电电源的负极与电池均衡控制子系统的参考地连接，并通过电流取样电阻与串联电池组中相对电位最低的单体电池的负极引出端连接。移相谐振全桥变换器单元输出的5KHz脉冲信号与放电驱动子系统的放电驱动单元的选通输入端连接，其+5〔R〕伏基准源与电池均衡控制子系统的微处理器单元的A/D采样输入端连接。所述的模式控制单元的控制输入端与微处理单元、串联电池组端电压的分压取样信号、充放电电流取样电阻上的电流取样信号连接，其控制信号输出分别与移相谐振全桥变换器单元相应控制信号输入端、微处理器单元的1/O端口、中断口、与A/D采样输入端连接。
上述一种即插式电动汽车电源管理系统与其均衡充电方法，所述的辅助供电子系统包括
DOC
AC-DC变换单元和DC-DC变换单元。所述的AC-DC变换单元的输入端与工网输入单元的直流高压输出连接，其输出1与DC-DC变换单元的输入连接，输出2为15伏稳定直流，15伏稳定直流电源为移相谐振全桥变换器单元提供工作电源。所述的DC-DC变换单元的输入端除了与AC-DC变换单元的输出顺序连接外，还通过防反充二极管与串联电池组的正极连接，DC-DC变换单元输出的-5伏为模式控制单元的数控增益集成电路、系统中所涉与的集成运算放大器提供负偏置电源，+5伏输出为电阻分压选通单元、模式控制单元、微处理器单元、选通输出单元、放电驱动单元、集成温度传感器等提供工作电源。
一种用于即插式电动汽车电源管理系统与其均衡充电方法，其特点是：在串联电池组中，对各单体电池实行独立的、相对于电池均衡控制子系统参考地的电阻分压，实现串联电池组因均衡控制而导致的多参考电位的归一化。采用微处理器对串联电池组的端电压、各单体电池的电压分压值、充放电电流、过压与过流、各单体电池的现场温度采样与监控。采用微处理器对系统的工作模式作出判断，并根据采样值为实现阶段递减式充电、各单体电池的均衡控制提供所要求的控制信号，以CAN协议方式与其它系统实现信息交换、提供各单体电池的电气性能评估信息。
一种用于即插式电动汽车电源管理系统与其均衡充电方法，其特点是：在微处理器的辅助下，通过采用数字可编程增益放大器改变电流反响信号幅值的方式，实现间接调整移相谐振控制器的限流起控点，从而达到充电电流阶段递减控制的目的。本发明的充电控制子系统采用UCC3895移相谐振控制器，该芯片对输出电流的监控由出现在其电流取样输入端CS脚上的电流反响信号幅值所决定；当呈现在UCC3895的输出电流采样端CS脚上的反响信号幅值达到2.0伏，并且该反响信号被引到UCC3895的斜波补偿端RAMP时，UCC3895工作在峰值电流控制模式。例如，输出电流IOUT在采样电阻上产生1伏的反响信号，数字可编程增益放大器的增益被编程为2，那么输出电流被控制在IOUT；如果数字可编程增益放大器的增益被编程为4，输出电流那么将被控制在IOUT/2。本发明实施例所采用的TCL6910-2型数字可编程增益放大器
DOC
具有3位数字增益编码，可以实现9种输出电流值控制。
一种用于即插式电动汽车电源管理系统与其均衡充电方法，其特点是：采用将高频脉冲信号和门控信号复合的方式，解决脉冲变压器传输长周期信号的局限性。串联电池组中某单体电池达到了均衡放电电压，对之实施均衡放电操作同样需要解决多参考点的问题，脉冲变压器可以实现参考电位的隔离和输出电压幅度的匹配，但是，如果需要足够长的时间对该单体电池实施均衡放电操作，脉冲变压器将无法传递长周期驱动信号；为了克制脉冲变压器无法传递长周期放电驱动信号，本发明采用将D型触发器所保持的放电信号作为门控信号，将移相谐振控制器UCC3895产生的80KHz连续脉冲经16分频后，得到的5KHz脉冲作为选通信号，该选通信号和门控信号经逻辑“与〞后形成的复合信号驱动放电电路，从而解决了利用脉冲变压器传递长周期放电信号的局限性。
一种用于即插式电动汽车电源管理系统与其均衡充电方法，假定以16节串联、每节端电压4.1伏的锂串联电池组为例，首先对该16节串联电池组进展编号：将串联电池组中相对电压最低的单体电池编号为BT1，依此向上编号，直到编号为BT16的单体电池〔串联电池组中相对电位最高的单体电池〕。充电过程包括以下步骤：
1． 接通联动开关通电后，微处理器对移相谐振控制器的禁止端发出禁止信号〔低电
平〕，微处理器的A/D采样输入端采样移相谐振控制器的基准电源输出端是否有＋5〔R〕伏输出，假设存在+5〔R〕伏，说明系统与交流工网连接而处于充电状态，反之那么处于放电状态。断开联动开关将完全截断电阻分压选通单元中各电阻分压器对电池能量的泄流。
2． 采用集中处理方式，对编号从BT1～BT16单体电池的下分压电阻上的电压分压值
依次实施10位A/D转换，以10位二进制数据类型分别读入微处理器内部数据存储器保存，记这些数据为数据组Σ Vn (n= 1,2,….16 ) 。
3． 对与串联电池组中相对电位最低的单体电池负极连接的电流取样电阻上的电压
DOC
实施A/D采样，并记为V0。该数据反映了二种意义：1、串联电池组中相对电位最低点与电池均衡控制子系统参考地之间的电位差，2、串联电池组充放电电流的取样值；合并上述步骤2.的Σ Vn 〔n= 1,2,….16 〕，于是得到数据组Σ Vn 〔n= 0，1,2,….16 〕 。
4． 本发明采用带有10位二进制A/D转换精度的微处理器，对采得的17路10位二
进制数据组ΣVn 〔n= 0，1,2,….16 〕 实行集中式10位转16位二进制处理，并以双字节保存；如此处理是合理的，在其后进展的二进制乘法操作〔乘数是其分压比的倒数〕时不致发生数据溢出；运算结果记为数据组ΣBn 〔n=0, 1,2,….16〕 。
5． 对上述17路16位〔即双字节〕ΣBn 〔n=0, 1,2,….16〕 数据组进展集中式运
算处理，其中：对Σ Bn 〔n= 8，9，….16〕、即B8～B16的9个16位数据实行二进制乘16运算处理〔逻辑左移〕，对ΣBn 〔n= 4，5，6，7〕、即B4～B7的4个16位数据实行二进制乘8处理，对ΣBn 〔n= 2，3〕、即B2～B3的2个16位数据实行二进制乘4处理，对ΣBn 〔n= 0，1〕、即B0～B1的2个16位数据实行二进制乘2处理，经上述处理后所得的运算结果记为数据组Σ 〔n=0, 1,2,….16〕。 6． 经上述1～5步骤的程序处理后，取ΣC n 〔n= 0,1,2,….16〕 中的n =16和n
= 15两个16位数据串〔即C16和C15〕，进展C16减C15的16位二进制运算，其差值△D16就是编号BT16的单体电池的绝对电压所对应的二进制值，依次作C15减C14……，C1减C0的16位二进制运算，得差值△D15……△D1，并记为ΣDn 〔n= 1,2,….16〕，Σ△Dn 〔n= 1,2,….16〕中的各Dn对应了串联电池组中各单体电池的端电压的二进制值。
7． 如果判断为充电状态，微处理器根据串联电池组端电压、各单体电池的电气状况
对相关单元送出控制指令，并解除对移相谐振控制器的封锁〔高电平〕，电池移
DOC
相谐振控制器进入软起动，进入对串联电池组的第一阶段峰值电流充电模式。 8． 在第一阶段充电操作过程中，假设串联电池组中存在端电压等于或低于2.7伏的
单体电池，充电电流将被控制为额定充电电流〔IC〕的1/16，直到串联电池组中的所有单体电池的端电压均进入2.7～4.0伏之间，系统进入正常充电操作。 9． 在第一阶段充电操作过程中，假设串联电池组中存在端电压等于或低于2.7伏的
单体电池，并存在达到4.0 ~ 4.096伏之间的单体电池，标记端电压达到4.0 ~ 4.096伏之间的单体电池，对之实施均衡放电操作，直至其端电压回复到3.9伏；随后，以IC/16电流值充电，直到端电压等于或低于2.7伏的单体电池回复到2.7伏以上，进入正常充电状态。
10． 在第一阶段充电操作过程中，假设串联电池组中存在端电压等于或低于2.7伏的
单体电池，并存在达到4.096伏〔或以上〕的单体电池，充电操作被暂停，标记该达到4.096伏〔或以上〕的单体电池，对之实施均衡放电操作，直至其端电压回复到3.9伏；随后，以IC/16电流值充电，直到整个充电过程完毕。 11． 在第一阶段充电操作过程中，只要存在1～4节单体电池的△Dn值等于或介于
4.0～4.096伏时，充电电流减半〔IC/2〕，标记这些单体电池，并对这些单体电池实行均衡放电操作，直到它们的端电压低于3.9伏，对之均衡放电操作完毕。 12． 在第一阶段充电操作过程中，当端电压达到4.0～4.096伏的单体电池达到5节
~8节时，充电电流再次减半〔IC/4〕，并对这些单体电池实行均衡放电操作，标记这些单体电池，直到它们的端电压低于3.9伏，对之均衡放电操作完毕。 13． 在第一阶段充电操作过程中，当端电压达到4.0～4.096伏的单体电池达到9～
12节时，充电电流再次减半〔IC/8〕，并对这些单体电池实行均衡放电操作，标记这些单体电池，直到它们的端电压低于3.9伏，对之均衡放电操作完毕。 14． 在第一阶段充电操作过程中，当端电压达到4.0～4.096伏的单体电池达到13节
DOC
以上时，充电电流再次减半〔IC/16〕，标记这些单体电池，并对单体电池实行均衡放电操作，直到它们的端电压低于3.9伏，对之均衡放电操作完毕。 15． 在第一阶段充电操作过程中，当所有的电池都被实施过均衡放电操作时，充电模
式转换为第二阶段的恒压限流控制模式。
16.上述7～14步骤为充电操作的第一阶段。在第二阶段恒压限流充电模式过程中，
充电电流被限制在2A~IC/16值，对单体电池端电压监控值变化为4.096伏，充电电压稳定在65.0伏。在第二阶段充电操作中，不再以衡定的峰值电流充电，充电电流可以在2A~IC/16值间随充电进程发生变化；对单体电池的端电压均衡放电控制值变化为4.096伏，即：仅当单体电池的端电压达到4.096伏时，对之实施均衡放电操作，直到该单体电池的端电压低于4.056伏。在第二阶段恒压限流充电模式下，充电操作不会被禁止，因为此时充电电流远小于均衡放电电流。当串联电池组中所有的单体电池均达到过4.096伏〔均被实施过均衡放电操作〕，并且充电电流下降到2A，充电操作完毕。
17. 对端电压达到设定值的单体电池的均衡放电操作是通过下述进程实现的：假定
系统处于第一阶段充电操作，并且侦测到串联电池组中某节单体电池的端电压介于4.0～4.096伏之间，微处理器向放电选通单元送出与该单体电池所对应的放电驱动电路的4位编码地址，标记该单体电池，启动对该单体电池的大电流均衡放电操作，同时还向模式控制单元发出充电电流递减50％的编码控制信。 18. 放电状态时，仅作下限值比拟：首先判断是否存在端电压达到或低于3.0伏、
高于2.7伏所对应的二进制值的单体电池，假设存在，那么持续发出放电操作即将完毕的提示信息；其次，判断是否存在达到下限值2.7伏所对应的二进制值的电池，假设发现存在端电压等于或小于2.7伏所对应的二进制值的单体电池，发出终止放电指令。
DOC
19. 充电操作完毕后，微处理器对充电控制子系统发出充电完毕指令，微处理器置
位其内部的程序状态字PSW.5。此时，微处理器仍然对串联电池组中的各单体电池进展采样。因自放电与电阻分压器对电池能量的泄流，串联电池组各单体电池的端电压会缓慢下降，当串联电池组中某单体电池的端电压下降到低于4.0伏时，微处理器将重新启动充电控制子系统，充电模式仍按照上述的控制方式由串联电池组中各单体电池的状态所决定，同时，微处理器去除标志位PSW.5。 20. 充放电时记录并比拟每节电池达到均衡放电电压值或下限电压值的先后次序与
历时，以便评估电池的电气性能。
21. 使用CAN协议完成各单体电池的端电压、温度、实时充放电的电流值、以与各
单体电池充放电时达到均衡放电电压值或下限电压值所需的时间等信息与其它设备间的交换。
由于采用了上述的技术措施，本发明的效果是明显的：
1． 采用电阻分压器实现串联电池组单体电池控制所导致的多参考电位的归一化，具
有实施简单、价格低廉、电气性能稳定可靠的特点；电阻分压器与电池均衡控制子系统的参考地之间设置了开关，以便对电阻分压器和微处理器的供电返回点实施控制，只有接通开关，才能起动系统。
2．利用微处理器完成对串联电池中各单体电池的各种电气参数采样、运算，大大扩展
了本发明适用于各类电池的适应性，并提高了系统的稳定性。
3． 对串联电池组实行大电流均衡控制可大大提高串联电池组的使用率，提高充电电
流以实现快速充电、提高电池的单次使用率与延长使用寿命。
4．利用微处理器完成并根据运算所得结果对构本钱发明的相关组成单元实行宏观控
制，节省了大量的外围硬件，系统的体积大为减缩。
5．对串联电池组中各单体电池动态充放电状况的采样、比照、运算得到各单体电池的
DOC
电气性能，降低了串联电池组的维护工作量，为用户节省了维护本钱。 6．本发明可以方便地实现与采用CAN控制总线的小型汽车的控制系统对接，并成为控
制系统中的一个节点。
7．采用递减式充电控制可大大提高电能的利用率，有效排除了因急充而导致电池过充
损坏的因素。
8．采用移相谐振全桥变换器器，使用超微晶磁芯，可大幅提高大功率直流电源的效率
和安全性。
9．根据本发明所述的原理，原那么上对串联电池的数量没有限制。
10．本发明所述的原理可适用于各类串联电池的均衡充电，如铅酸电池、镍氢电池。 11．如果以C8051F040微处理器为内核，嵌入经激光修正的电阻分压网络，本发明的
电池均衡控制子系统极易构造成嵌入式专用集成电路。
附图说明
为了进一步了解本发明的性能、特征，结合以下实施例与附图作详细说明。 图1是本发明的即插式电动汽车电源管理系统与其均衡充电方法总框图；
图2A、2B、2C是本发明即插式电动汽车电源管理系统与其均衡充电方法的实施例总电原理图。
需要说明的是：为了充分阐述本发明的原理，在图2A、2B、2C所示的实施例中，所涉与的数字化处理技术内容采用了分立数字集成电路表达；事实上，在实施本发明时，除P87C591微处理器和集成模拟开关1IC1〔DG407〕、1IC2〔DG407〕、2IC5〔DG413〕外，其余的数字化处理内容均由一片XC2C64A－CP56可编程逻辑控制集成电路所担任。 具体实施方式
所述实施例的主要指标为：16节额定电压4.1伏、容量为120 ~ 300AH的串联锂动力电
DOC
池组，设计峰值充电电流60安培，充电截止电流2A。单体锂电池的上限端电压通常为4.25 ~ 4.35伏，下限端电压为2.5伏，为安全起见，设定单体电池的上限电压为4.096伏，下限预警电压为3.0伏，下限电压为2.7伏。对该16节串联电池组进展编号，将端电压相对控制系统参考地最低的〔串联电池组中的电压最低端〕的单体电池编号为BT1，依此向上编号，直到最顶部的单体电池〔串联电池组中相对电压最高端〕编号为BT16。
图2A、2B、2C是本发明即插式电动汽车电源管理系统与其均衡充电方法的一种实施例的电路原理总图。实现本发明的技术方案是：一种即插式电动汽车电源管理系统与其均衡充电方法，包括电池均衡控制子系统1、充电控制子系统2、放电驱动子系统3、辅助供电子系统4。所述的电池均衡控制子系统1用以实现对系统工作模式的判别、对串联电池组与各单体电池在充放电过程中的电气参数〔包括串联电池组端电压、各单体电池的端电压、充放电电流、温度〕进展实时采样、运算比拟、监控，并根据运算比拟值对充电控制子系统2与放电驱动子系统3发出相关控制指令。所述的电池均衡控制子系统1的输入端，与串联电池组中各单体电池的电极引出端、各单体电池的温度传感信号连接，电池均衡控制子系统1的输入端还与充电控制子系统2的输出控制信号连接；其输出与充电控制子系统2的控制输入端、放电驱动子系统3的选通输入端连接。电池均衡控制子系统1的输出还通过CAN收发器1IC4〔TJA1040〕以CAN协议规那么与其它设备连接。所述的充电控制子系统2的输入与交流工频电网连接，其控制输入端与电池均衡控制子系统1的输出控制信号、串联电池组端电压取样信号VCY、充放电电流取样信号V0连接。充电控制子系统2的输出包括大功率充电电源与控制信号；其中：充电控制子系统2输出的大功率充电电源的正极通过防反充二极管2D11与串联电池组BT16的正极引出端连接，其负极输出通过电流取样电阻〔1R33〕与单体电池BT1的负极引出端连接；充电控制子系统2输出的控制信号分别与电池均衡控制子系统1的输入端与放电驱动子系统3的输入端连接。所述的放电驱动子系统3的输入端与电池均衡控制子系统1的输出和充电控制子系统2的输出控制信号连接，其输出以多路驱动输出方式与各单体电池
DOC
分别并联连接。所述的辅助供电子系统4用以对电池均衡控制子系统1、充电控制子系统2、放电驱动子系统3提供稳定的直流工作电源，其输入与交流工频电网的直流高压输出端连接，并通过防反充二极管4D5〔FR302〕与串联电池组的正极端连接，输出与电池均衡控制子系统1、充电控制子系统2、放电驱动子系统3的供电端连接。
请继续参阅图2A、2B、2C。一种即插式电动汽车电源管理系统与其均衡充电方法，其中：所述的电池均衡控制子系统1包括电阻分压选通单元5、微处理器单元6。所述的电阻分压选通单元5的输入端通过16对电阻分压器，分别与串联电池组中各单体电池的引出端连接，其输出与微处理器单元6的采样输入端顺序连接。所述的微处理器单元6的I/O端口、A/D采样端口、中断端口分别与充电控制子系统2的移相谐振全桥变换器单元10与模式控制单元9的相关输出信号连接，微处理器单元6的输出与放电驱动子系统3的放电选通单元7的选通输入端、充电控制子系统2的模式控制单元9、移相谐振全桥变换器10的控制输入端连接。
所述的放电驱动子系统3由放电选通单元7和放电驱动单元8组成。所述的放电选通单元7的选通输入端与微处理器单元6的输出连接，其输出与放电驱动单元8的选通输入端顺序连接。所述的放电驱动单元8的选通输入端还与充电控制子系统2的移相谐振全桥变换器单元10的相关输出控制信号连接，放电驱动单元8由16路独立的放电驱动电路组成，该16路独立的放电驱动电路被编号为FD1、FD2……、FD16，其输出分别与对应编号为BT1、BT2……、BT16的单体电池连接。
所述的充电控制子系统2包括工网输入单元11、移相谐振全桥变换器单元10、模式控制单元9。所述的工网输入单元11的输入端与交流220伏电网连接，其输出与移相谐振全桥变换器单元10、辅助供电子系统4的AC-DC变换单元12的输入端连接。所述的移相谐振全桥变换器单元10的输入端与工网输入单元11的输出顺序连接，其控制输入端与模式控制单元9的相关输出信号、微处理器单元6的相关输出信号连接。所述的模式控制单元9的控制输入端与微处理器单元6的输出、串联电池组端电压的电压取样信号VCY、充放电电流取样信
DOC
号V0连接，模式控制单元9的输出与移相谐振全桥变换器10、以与微处理器单元6的相关控制输入端连接。
所述的辅助供电子系统4包括AC-DC变换单元12和DC-DC变换单元13。所述的AC-DC变换单元12的输入与工网输入单元11的直流高压输出端连接，其输出与DC-DC变换单元13的输入端、移相谐振全桥变换器10的供电输入端顺序连接，DC-DC变换单元13的输入端还通过防反充二极管4D5〔FR302〕与串联电池组的正极连接，以便在串联电池组放电操作时为相关单元继续提供工作电源。AC-DC变换单元12输出的+15伏直流电源为充电控制子系统2的移相谐振全桥变换器单元10提供工作电源，DC-DC变换单元13输出的－5伏为模式控制单元9的数控增益电路提供负偏置电源，+5伏为模式控制单元9、放电驱动单元8、微处理器单元6、放电选通单元7等提供工作电源。
本发明用于动力电池均衡充放电系统的方法是：
1.联动开关1K1-1 1K1-2处于断开状态时将完全脱开所有的电阻分压器，从而完全排除
了因电阻分压器引起的对串联电池组的泄流。当联动开关1K1-1、1K1-2闭合时，微处理器1IC5〔P87C591〕开始工作，并随即发出低电平VFS信号，移相谐振控制器2IC1〔UCC3895〕被封锁；随后，微处理器1IC5〔P87C591〕对系统中需要初始化的单元发出清零信号，系统稳定后，微处理1IC5〔P87C591〕的A/D采样输入端采样移相谐振控制器2IC1〔UCC3895〕的REF〔4脚〕是否有＋5〔R〕伏基准输出；假设＋5〔R〕伏存在，那么系统进入充电状态，反之进入放电状态。假定系统处于充电状态：微处理器1IC5〔P87C591〕采样串联电池组端电压与各单体电池的电压与温度状态，并根据采样值确定移相谐振全桥变换器10的工作模式〔峰值电流或恒压限流控制模式〕，对模式控制单元9送出充电电流值编码信号；然后，撤除对移相谐振控制器2IC1〔UCC3895〕的封锁信号〔使VFS跃变为高电平〕，移相谐振控制器2IC1〔UCC3895〕进入软起动，并开始对串联电池组充电。串联电池组各单体电池的引出端分别连接
DOC
简单的、分压比取决于单体电池在串联电池组中位置、以电池均衡控制子系统1参考地为参考点的电阻分压器，即：在各单体电池的正极引出端和控制系统的参考地之间串接二个电阻，与单体电池正极引出端连接的电阻定义为上分压电阻，与控制系统参考地连接的电阻定义为下分压电阻，上、下分压电阻各自的另一端两两连接；下分压电阻与上分压电阻的比值定义为分压比，分压比依据各单体电池在串联电池组中的位置确定。在16个下分压电阻上得到的V16、V15、……V1分压值，分别对应编号为BT16、BT15、……BT1的单体电池的下分压电阻上相对控制系统参考地的电压差。串联电池组中的单体电池BT1的负极引出端与电流取样电阻1R33连接，并通过电流取样电阻1R33与电池均衡控制子系统1的参考地连接；电流取样电阻1R33上得到的相对于控制系统参考地的电压信号反映了充放电电流的大小，记为V0 。因为串联电池组中各单体电池在下分压电阻上的电压差与系统的参考地是一致的，如此，便实现了因实施串联电池组均衡控制而产生的多参考点的归一化。为了使各下分压电阻上的电压差处于后述的A/D转换的参考电压X围内〔本发明中A/D转换的基准电压取4.096伏〕，所以分压比的取值根据单体电池在串联电池组中的位置不同而变化。微处理器1IC5〔P87C591〕对各单体电池的下分压电阻上的电压降执行A/D采样转换，完成模拟电压数据的数字化；数字化后的数据组经微处理器1IC5〔P87C591〕对之执行分压比的逆运算〔即执行二进制的乘法运算〕，得到各单体电池正极引出端相对于控制系统参考地、以二进制表示的绝对电压数组；随后，对数据组中的各相邻数据执行两两相减，即：在本例中以代表单体电池BT16的正极端电压V16的二进制数据减去代表单体电池BT15的正极端电压V15的二进制数据，以代表单体电池BT15正极端电压V15的二进制数据减去代表单体电池BT14正极端电压V14的二进制数据，直到以代表单体电池BT1的正极端电压V1的二进制数据减去电流取样电阻1R33对控制系统参考地的电压差V0的二进制数据，得到的16个差值就是电池BT16、BT15……BT1的
DOC
以二进制表达的绝对电压。
2. 在串联电池组充电过程中，微处理器1IC5〔P87C591〕通过CAN端口定时发送各单
体电池的端电压、充电电流、温度、以与各单体电池达到均衡放电电压值4.0伏所经历的时间的信息。
3. 系统处于第一阶段充电状态时，微处理器1IC5〔P87C591〕对得到的以二进制表达
的16节单体电池的绝对电压与设定的均衡放电电压值4.0伏、上限电压值4.096伏、以与下限电压值2.7伏执行比拟操作。在该阶段充电期间，只要发生任何单体电池的端电压达到或超过4.096伏，充电操作被暂停，放电驱动电路对该单体电池执行大电流均衡放电操作，直到该单体电池〔或多个达到4.096伏上限电压的单体电池〕的端电压回复到3.9伏以下，重新恢复充电操作，但整个充电期间的峰值充电电流被限定为1/16峰值电流值。当串联电池组中存在某单体电池的端电压低于下限电压值2.7伏时，微处理器1IC5〔P87C591〕通过模式控制单元9将起始充电电流控制在1/16峰值电流的微电流充电模式，直到该单体电池的端电压上升到2.7伏以上，重新恢复充电操作。当串联电池组中即存在达到4.096伏上限电压的单体电池，又存在低于2.7伏下限电压的单体电池时，充电控制服从于存在单体电池达到上限电压时的处理模式。当串联电池组中所有的单体电池的端电压处于2.7 ~ 4.0伏之间时，系统进入正常的第一阶段充电，微处理器1IC5〔P87C591〕将根据达到或曾经达到过均衡放电电压值的单体电池的节数，对模式控制单元9发出充电电流编码信号，模式控制单元9对该控制信号译码后，控制移相谐振控制器2IC1〔UCC3895〕的充电电流幅值。
4. 当串联电池组中所有的单体电池均达到过4.0伏〔即所有的单体电池均被设施过均
衡放电操作〕时，系统进入第二阶段充电操作，单体电池的上限控制端电压被调整为4.096伏，均衡放电完毕电压调整为4.056伏，充电电压恒定于65.0伏，充电电
DOC
流被限制在2A～IC/16的X围内。在第二阶段充电操作中，当任何单体电池的端电压达到4.096伏时，将被实施均衡放电操作，直到该单体电池的端电压下降到4.056伏以下；并且系统的充电操作将不再被终止，因为在此阶段中的充电电流已远小于均衡放电电流。当串联电池组的总端电压达到了65.0伏、并且充电电流下降到了2A时，充电完毕。
5. 当系统处于放电状态时，对各单体电池无需作上限监控，仅对临界下限〔单体电池
端电压介于3.0 ~ 2.7伏之间〕和2.7伏下限值监控，即：在放电状态时，串联电池组中任何单体电池的端电压低于3.0伏或在3.0 ~ 2.7伏间时，系统发出即将终止供电的连续报警信号；当任何单体电池的端电压低于2.7伏时，系统终止放电。在对外负载放电状态时，微处理器1IC5〔P87C591〕将定期发送各单体电池的端电压、放电电流、温度、以与放电过程中率先达到下限电压值的单体电池的信息。 6.采用移相谐振全桥变换技术为串联电池组提供高功率充电电能。选用UCC3895移相谐
振控制器作为移相谐振全桥变换器单元10的主控芯片〔2IC1〕，通过控制UCC3895〔2IC1〕的反响方式，使之的工作模式在电流阶段递减的峰值电流、恒压限流充电模式间切换。充电电流的阶段递减控制是通过以下途径来实现的：根据UCC3895集成电路的特性，该芯片的电流取样输入端CS〔脚12〕内部对应了二个电流比拟器，其中比拟器A用于峰值电流限流控制，比拟器B用于过流控制；当输出电流取样值在电流取样输入端CS〔脚12〕上呈现2.0伏，并且UCC3895工作在峰值电流控制状态，当，且仅当变换器的工作状态发生异常〔例如输出短路〕，例如由于某种原因使得电流反响值达到或超过2.5伏时，UCC3895的工作将被封锁，并重新产生一次软启动。根据本发明例输出60安培峰值充电电流的设计要求，在移相谐振全桥变换器10的充电输出端的电流回流母线上串接0.0014欧母的电流取样电阻1R33〔由4只5.6毫欧2瓦的无感电阻并联〕，那么充电电流达到60安培时，电流取样电阻1R33
DOC
上产生0.084伏的电流取样电压值V0，V0被模式控制单元9中的电压增益为12倍的输入放大器2IC8：D〔OPA4227〕、与数字控制可变增益放大器2IC7〔TCL6910-2〕放大，其输出IOV被连接到UCC3895的电流取样输入端CS〔脚12〕。当串联电池组中所有单体电池的端电压均处于2.7 ~ 4.0伏之间、并且所有的单体电池未被实施过均衡放电操作时，微处理器单元6向数字控制可变增益放大器2IC7〔TCL6910-2〕的3位数字编码输入端〔脚5、6、7〕送出G0G1G2＝001控制码，数字控制可变增益放大器2IC7〔TCL6910-2〕工作在增益为2的状态，因此呈现在移相谐振控制器2IC1〔UCC3895〕电流取样输入端CS〔脚12〕上的IOV信号幅值恰好为2伏，移相谐振全桥变换器单元10工作在输出60安培充电电流的峰值电流模式。当串联电池组中某节单体电池的端电压达到均衡放电电压值4.0伏时，微处理器单元6向数字控制可变增益放大器2IC7〔TCL6910-2〕的3位数字编码端〔脚5、6、7〕送出G0G1G2＝010，数字控制可变增益放大器2IC7〔TCL6910-2〕工作在增益为4的状态，因此其输入端仅需0.5伏信号，输出即为2伏；换句话说，此时只要充电电流达到30安培、在电流取样电阻1R33产生0.042伏的取样电压，即可在移相谐振控制器2IC1〔UCC3895〕的CS端〔脚12〕产生2伏的输入信号，由此实现了当串联电池组中某节单体电池的端电压达到均衡放电电压值时，充电电流减半的目；本发明后述的其它充电电流递减倍率变化的原理可依此类推。需要说明的是：上述工作模式基于第一阶段充电操作，在第二阶段充电操作期间，充电电流将始终被钳制在2A～IC/16峰值电流值之间。
7.系统起动并处于第一阶段充电状态时，只要存在未被均衡放电操作过的单体电池，移
相谐振控制器2IC1〔UCC3895〕将始终工作在峰值电流控制模式，仅当串联电池组中所有的单体电池均被实施过均衡放电操作，移相谐振控制器2IC1〔UCC3895〕被切换为恒压限流控制方式。UCC3895是一款既可工作于电流环控制模式又可工作于
DOC
电压环控制模式的移相谐振控制器，用于电流环控制时，其补偿端RAMP〔脚3〕需引入电流反响信号；而用于恒压限流控制时，应将锯齿波定时端CT〔脚7〕的锯齿波引到补偿端RAMP〔脚3〕，并断开电流反响信号。本发明对移相谐振控制器2IC1〔UCC3895〕的反响控制模式切换是通过下述方式实现的：系统处于第一阶段充电状态，微处理器1IC5〔P87C591〕送出MOD1＝1信号，经数字反相器2IC11:A〔74HC04〕反相后形成MOD2＝0，因此集成模拟开关2IC5〔DG413〕的通道1被开通，通道2被断开；电流反响信号IOV通过集成模拟开关2IC5〔DG413〕的通道1与电阻2R18与移相谐振控制器2IC1〔UCC3895〕的补偿端RAMP〔脚3〕连接，因此移相谐振控制器2IC1〔UCC3895〕工作于峰值电流模式。当串联电池组中所有的单体电池被实施过均衡放电操作时，微处理器1IC5〔P87C591〕送出MOD1＝0信号，集成模拟开关2IC5〔DG413〕的通道1被断开，通道2被接通，即移相谐振控制器2IC1〔UCC3895〕的补偿端RAMP〔脚3〕与反响电流信号IOV间的连接被断开，并且由于MOD2＝1，从而移相谐振控制器2IC1〔UCC3895〕的补偿端RAMP〔脚3〕与其锯齿波定时端CT通过电阻2R18接通，移相谐振控制器2IC1〔UCC3895〕从峰值电流模式切换为恒压限流控制模式。
8.在第一阶段充电状态时，移相谐振全桥变换器10的输出充电电压将跟随串联电池组
端电压的上升而上升；反之，在第二阶段充电状态时，移相谐振全桥变换器10输出65.0伏恒定充电电压。根据实施例设计条件：16节串联电池组的最低电压为43.2伏〔2.7伏×16＝43.2伏〕、上限电压为65.54伏〔4.096伏×16＝65.54伏〕，基于UCC3895的锯齿波电压增幅在0.8 ~ 2.36伏X围的事实，串联电池组端电压的电压取样信号VCY的幅值设计在1.35 ~ 2.0伏的X围，VCY由电阻2R12〔56K〕和2R13〔1K8〕分压而得；因此，串联电池组端电压为43.2伏时，对应1.35伏的电压取样信号VCY，串联电池组端电压达到65.0伏时，对应2.0伏的电压取样信号VCY。当系统处于第
DOC
一阶段充电状态时，微处理器1IC5〔P87C591〕送出MOD1＝1信号，移相谐振控制器2IC1〔UCC3895〕被置于峰值电流控制模式，可关断运算放大器2IC9:B〔MAX4333〕被使能；移相谐振全桥变换器单元10的输出充电电压跟随串联电池组端电压变化是通过下述方式实现的：流经串联电池组的充电电流通过电流取样电阻1R33获得电流取样信号V0；V0经运算放大器2IC8:D〔OPA4227〕12倍放大后，被馈送至数字可编程增益放大器2IC7〔TCL6910-2〕的输入端〔脚3〕，再次被实施放大后形成电流反响控制信号IOV；IOV信号被直接馈送至移相谐振控制器2IC1〔UCC3895〕的CS端〔脚12〕、模拟集成开关2IC5〔DG413〕的通道1的数据输入端D1〔脚2〕、微处理器1IC5〔P87C591〕A/D转换端〔脚8〕，IOV信号还经电阻2R17、2R24、2R40分别与移相谐振控制器2IC1〔UCC3895〕的ADS端〔脚11〕、集成比拟器2IC4:B〔LM193〕、运算放大器2IC8:C〔OPA4227〕的同相端〔脚10〕连接。因某种原因使得充电电流ICD 未达到当时的设定值，那么IOV小于2.0伏，设
▽VOV是基准2.0伏与IOV间的差值，经运算放大器2IC8:C〔OPA4227〕差分运算后输出-3▽VOV，可关断运算放大器2IC9:B〔MAX4333〕的输出VFK1为2.0+3▽VOV伏，该输出通过电阻2R47送至移相谐振控制器2IC1〔UCC3895〕的电压反响输入端EAP〔脚20〕，从而引起移相谐振全桥变换器单元10的输出充电电压VOUT上升，充电电流IOV上升，反之亦然。
9. 当串联电池组中所有的单体电池均被实施过均衡放电操作时，系统将从第一阶段的
峰值电流充电模式转换为第二阶段的恒压限流充电模式，在该充电阶段，充电电压VOUT将始终被控制在65.0伏，而充电电流被限制在2A ~ IC/16的X围。该充电模式是通过下述方式实现的：微处理器1IC5〔P87C591〕送出MOD1＝0信号，可关断运算放大器2IC9:A〔MAX4333〕被使能；同时，模拟集成开关2IC5〔DG413〕的通道1被禁止，通道2被使能，因此移相谐振控制器2IC1〔UCC3895〕的RAMP端〔脚3〕与
DOC
电流反响信号IOV断开，该RAMP端〔脚3〕通过模拟集成开关2IC5〔DG413〕的通道2与电阻R18与移相谐振控制器2IC1〔UCC3895〕的CT端〔脚7〕连接，移相谐振控制器2IC1〔UCC3895〕被置于恒压限流控制模式。假设某种原因使得充电电压VOUT低于65.0伏，引起VCY小于2.0伏，设▽VCY为基准2.0伏与VCY间的差值，因此差分放大器2IC8:B〔OPA4227〕的输出VDF2为-3▽VCY，由此，可关断运算放大器2IC9:A〔MAX4333〕的输出VFK2为2.0伏+3▽VCY，该输出通过电阻2R46送至移相谐振控制器2IC1〔UCC3895〕的电压反响输入端EAP〔20〕，从而引起移相谐振全桥变换器单元10的输出充电电压VOUT上升，反之亦然。
10.系统处于充电状态时，本发明采用多重监控方法防止串联电池组、各单体电池发生
过压或过流。防止各单体电池发生过压的方法是：采取大电流均衡放电与递减式减流充电技术，以与设置均衡放电与上限电压二个监控值。事实上，在大电流充电的场合，只要均衡放电电流值小于充电电流，即便对达到均衡放电电压的单体电池实施均衡放电，该单体电池的端电压仍将继续上升。采取大电流均衡放电与递减式减流充电技术的目的是减缓处于均衡放电的单体电池的电压上升速率，设置均衡放电与上限电压二个监控值的目的是在单体电池达到上限电压而发生频繁暂停充电之前，提前对该单体电池实施均衡放电操作，提高充电操作的连续性。防止各串联电池组端电压过压的方法是：串联电池组端电压的取样信号VERR信号被馈送至微处理器1IC5〔P87C591〕A/D采样端和比拟器2IC4:A〔LM193〕反相端，假设由于某种原因使得串联电池组的端电压超出66.0伏，那么将引起串联电池组取样电压VCY上升，VCY经2IC6〔OPA27〕跟随，形成电压误差信号VERR；当VERR达到2.1伏时，引起模式控制单元的集成比拟器2IC4:A〔LM193〕反转，2IC4:A〔LM193〕的输出由高电平反转为低电平，从而启动集成单稳态2IC12:A〔74HC123〕，2IC12:A〔74HC123〕的Q输出端〔脚13〕输出高电平MOD4，Q－输出端〔脚4〕输出低电平VIN0；MOD4信号将选
DOC
通模拟开关2IC5〔DG413〕的通道4，其接地的输入数据D4〔脚7〕被传递到其输出端〔脚6〕，因此VOV信号为低电平，并迫使移相谐振控制器2IC1〔UCC3895〕的EAP〔脚20〕被强制为低电平，移相谐振全桥变换器被封锁，充电操作暂停；2IC12:A〔74HC123〕的Q－输出端〔脚4〕输出低电平VIN0，VIN0信号引起微处理器1IC5〔P87C591〕中断口IN0发生中断，微处理器1IC5〔P87C591〕输出低电平VFS，VFS同样将引起移相谐振控制器2IC1〔UCC3895〕被封锁。限制充电电流过流是通过以下方式实现的：假设某种原因引起充电电流超出设置值，例如，当G0G1G2＝010时，正常充电电流限流值应是30安培，该充电电流被取样后，将在移相谐振控制器2IC1〔UCC3895〕的电流反响输入端CS〔脚12〕上呈现2.0伏IOV信号，如果移相谐振控制器2IC1〔UCC3895〕的电流反响输入端CS〔脚12〕上IOV为2.1伏〔对应31.5安培充电电流〕，那么引起集成比拟器2IC4:B〔LM193〕反转，2IC4:B〔LM193〕输出由高电平反转为低电平，从而触发集成单稳态2IC12:B〔74HC123〕，2IC12:B〔74HC123〕的Q输出端〔脚5〕的输出高电平MOD3信号，MOD3信号选通模拟开关2IC5〔DG413〕的通道3，其接地的输入数据D3端〔脚7〕传递到其输出端〔脚11〕，因此ICL信号为低电平，迫使移相谐振控制器2IC1〔UCC3895〕的SS端〔脚19〕被强制为低电平，移相谐振全桥变换器被封锁，充电操作暂停。2IC12:B〔74HC123〕的Q－输出端〔脚12〕输出低电平IIN1，IIN1信号引起微处理器1IC5〔P87C591〕中断口IN1发生中断，微处理器1IC5〔P87C591〕输出低电平VFS，VFS同样将引起移相谐振控制器2IC1〔UCC3895〕被封锁。采取多重监控的目的是为防止引起微处理器1IC5〔P87C591〕中断反响不够与时。由上述分析知：串联电池组的端电压、充电电流受到移相谐振控制器2IC1〔UCC3895〕正常工作时的电流反响输入端CS〔脚12〕、模式控制单元9、微处理器1IC5〔P87C591〕中断的多重监控。
11.对多个串联电池组中的单体电池实行独立的大电流均衡放电，同样必须解决多参考
DOC
电位的问题；有三种方式解决多参考点的问题：1. 采用光电耦合器隔离，2. 采用浮栅技术的集成驱动器，3. 采用变压器隔离。根据本例锂电池充足电时的最高端电压为4.096伏，采用光电耦合器隔离、并在二次侧直接利用锂电池的端电压实行自供电的均衡放电方式，可能不足以使得放电功率场效应管充分开通，在光电耦合器的二次侧采用独立供电电源更是一种即繁琐又不经济的方案，而采用浮栅技术的集成驱动器的缺点类似于采用光电耦合器；因此，本发明采用脉冲变压器来实现隔离传输。为了解决脉冲变压器无法传递高占空比或直流信号的局限性，通过将移相谐振控制器2IC1〔UCC3895〕SYN端〔脚6〕输出的重复振荡频率为80KHz的连续脉冲信号实行16分频，得到5KHz的VP信号，该VP信号和放电选通单元7产生的门控信号进展逻辑“与〞操作，由此而形成的复合信号作为放电驱动信号，从而有效地解决了脉冲变压器传输高占空比或直流信号的局限性，并达到了参考地的隔离与升压的目的。
由于本发明涉与的技术措施颇为复杂，其它工作模式的编码以表格描述，见表
1：
DOC
表1
峰值电流控制码 工作模式控制 G2 0 G1 0 G0 0 MOD1 0 MOD2 0 误差电压反响 MOD1 0 MOD2 0 注 解 串联电池组处于对负载放电状态，最大放电限制电流为120安培。 ０ ０ 1 １ ０ １ ０ 所有电池的端电压处于2.7~4.0伏之间，充电电流为60安培。 0 １ ０ 1 0 1 0 1/2峰值电流充电，有1～4节电池处于均衡放电或曾被实施过均衡放电。 0 1 1 1 0 1 0 1/4峰值电流充电，有5～8节电池处于均衡放电或曾被实施过均衡放电。 １ ０ ０ 1 0 1 0 1/8峰值电流充电，有9～12节电池处于均衡放电或曾被实施过均衡放电。 1 0 １ 1 0 1 0 1/16峰值电流充电： 1. 有13节或以上的单体电池处于均衡放电或曾经发生过均衡放电。 2. 存在低于2.7伏端电压的单体电池 3．初始充电时存在端电压低于2.7伏的电池。 4. 初始充电时存在端电压等于或高于4.096伏的电池。 1 0 １ 0 1 0 1 恒压限流模式，所有单体电池均达到过4.0伏〔或被实施过均衡放电操作〕。 充电电压为恒定的65.0伏，充电电流被限定在2A~1/16峰值电流 DOC
注：1.初始充电时只要存在端电压高于4.096伏的单体电池，充电电流将始终被限制为1/16峰值电流值。
下面结合附图2A、2B、2C所示的具体实施例进一步说明本发明的特征性能。在以下对本发明特性性能说明中，由于充电控制子系统2的工作原理较为复杂，因此按电池均衡控制子系统1、放电驱动子系统3、辅助供电子系统4、充电控制子系统2的顺序描述。
请继续参阅附图2A、2B。本发明附图2A、2B、2C所示的设计参数针对配置16节串联连接、端电压为4.25伏、容量为120AH～300AH的单体锂动力电池。移相谐振全桥变换器单元10的输出电压X围设计为43.2 ~ 65.0伏，单体电池均衡放电控制值取4.0伏、上限电压取4.096伏，充足电后的串联电池组端电压控制在65.0伏。鉴于各单体电池电气性能的差异，事实上在串联电池组中，各单体电池的端电压同时被充电到4.0 ~ 4.096伏而进入均衡放电是小概率事件，并且，即使存在同时进展均衡放电的情况，由于其时的充电电流被限制在1/16峰值电流值，即充电电流小于均衡放电电流，因此，总有一些单体电池的端电压由于大电流均衡放电而退回到低于4.0伏或4.096伏。设置66.0伏为串联电池组的的极限充电电压，一旦串联电池组端电压达到66.0伏，那么将强制暂停充电操作。
所述的电池均衡控制子系统1的电阻分压选通单元5，由16对电阻分压器1R1 ~ 1R32、保持电容1C1 ~ 1C16、16选1模拟选择器1IC1〔DG413〕、1IC2〔DG413〕组成。定义与各单体电池正极引出端连接的电阻为上分压电阻，与控制系统参考地连接的电阻为下分压电阻，定义下分压电阻与上分压电阻之比为分压比，用偶数作为上分压电阻的编号尾缀，如1R2、1R4、……1R32, 用奇数作为下分压电阻的编号尾缀，如1R1、1R3、……1R31；其连接方式为：上分压电阻1R2的一端与单体电池BT1的正极连接，1R2的另一端与1R1和1C1连接，1R1和1C1的另一端与控制系统的参考地连接；依此类推，电阻1R32的一端与单体电池BT16的正极连接，1R32的另一端与1R31和1C16连接，1R31和1C16的另一端与控制系统的参考地连接。 16对电阻分压器对各单体电池的正极引出端和控制系统参考地之间实行分压，每对电阻分压器的分压比取决于各单体电池在串联电池组中的位置〔电池编号〕，分压比的选择
DOC
以遵循下分压电阻对控制系统参考地的电压差小于4.096伏为原那么。本实施例中，编号从BT8到BT16的单体电池的分压比取1/16 〔即下分压电阻上对参考地的电压差是该电阻分压器对参考地电压差的1/16，上分压电阻取30K，下分压电阻取2K〕，编号从BT4到BT7的单体电池取1/8的分压比〔上分压电阻取15K，下分压电阻取2.14K〕，编号为BT2和BT3的单体电池取1/4分压比〔上分压电阻取5K1，下分压电阻取1.7K〕，编号为BT1的电池与V0取1/2的分压比〔上下分压电阻均取2K〕，在BT1~BT16的各电阻分压电路的下分压电阻上还并接了保持电容(1C1 ~ 1C16 )。采用1/16、1/8、1/4、1/2的分压比，使后述的微处理器单元6执行二进制乘法运算时，只需使用简单的移位操作指令。所述的电阻分压选通单元5的模拟选通电路由2片16选1模拟选择器1IC1〔DG407〕、1IC2〔DG407〕组成，其中：模拟选择器1IC1〔DG407〕在微处理器1IC5〔P87C591〕的控制下，用于对16个单体电池的下分压电阻上的分压值依次选通，1IC2〔DG407〕用以对16个单体电池的温度传感值实行选通。由此，在16个下分压电阻上得到16个以控制系统参考地为参考点的、经相应比例分压的电压信号Σ Vn 〔n= 1,2,….16 〕。由于BT1电池的负极引出端是通过电流取样电阻1R33与控制系统的参考地连接的，BT1电池的负极和电流取样电阻1R33的连接点的相对于参考地的电压差V0，反映了充电电流或放电电流的大小；最终有V16、V15、……V0共计17个电压样本经模拟选通后被微处理器单元6的A/D转换采样端依次采样。所述的微处理器单元6包括微处理器1IC5〔P87C591〕、4.096伏基准源1IC3〔REF3040〕、CAN收发器1IC4〔TJA1040〕、复位启动电路。其中：电阻1R34，电解电容1E1、二极管1D1、开关1K2、以与倒相集成电路3IC18:B组成了微处理器1IC5〔P87C591〕的复位启动电路；4.096伏基准源1IC3〔REF3040〕用作微处理器单元6执行A/D转换的基准源。所述的微处理器单元6的功能还在于以软件形式完成串联电池组各单体电池的监控与性能记录，并实现CAN总线协议下的通信接口。分频器2IC10 (74HC161)对移相谐振控制器产生的80KHz连续脉冲实施24分频，从而产生5KHz的VP信号，VP信号用作放电驱动单元8的输入选通信号；VP信号继续被2IC13〔74HC4020〕实施212分频，获得的1.22Hz信号
DOC
作为微处理器1IC5〔P87C591〕的定时/计数中断口T0的时标源。本发明对充放电电流的监控采取了多重控制：充放电电流反响信号IOV除了作为移相谐振控制器2IC1〔UCC3895〕的CS〔12脚〕作为限流比拟信号与微处理器1IC5〔P87C591〕的A/D采样输入端的采样信号外，还通过电阻2R17、2R24、2R49分别与移相谐振控制器2IC1〔UCC3895〕的ADS端〔脚11〕、集成比拟器2IC4:B〔LM193〕、运算放大器2IC8:C〔OPA4227〕的同相端〔脚10〕连接。微处理器1IC5〔P87C591〕具有6通道10位二进制精度的A/D转换、内嵌CAN总线控制等功能。V16～V0电压样本经微处理器1IC5〔P87C591〕A/D转换后，形成了17个10位长度的二进制数据，应用程序首先将这17个10位二进制数据转换为17个16位二进制长度的数据〔在原10位长度的二进制数据前添加6个0，数据最右边位为最低位〕。由于在其后的程序处理中，该17个16位二进制长度的数据将被进展相应比例的逻辑乘法操作，例如：对应单体电池编号从BT8~ BT16的9个16位二进制长度的数据，程序分别对其执行乘以16运算，即逻辑左移4位，如此，将在16位二进制长度的数据中占有从右往左的14位有效数据；剩余的最左二位被保存，以便扩大串联电池的个数之用；因此，就理论分析而言，本发明可用于最大为64节、单体电池额定电压为4.1伏的锂串联电池组。随后，将经过10位二进制数转换为16位二进制数、并经过二进制乘法运算后的17个二进制数据，从代表编号BT16〔即串联电池组中编号16的单体电池〕的二进制数据始，作相邻数据的逻辑减法运算，即以16位二进数表示的、并经过相应分压比逆运算的V16的数据减去经过同样处理的V15的数据、V15的数据减去V14的数据…….，直到V1的数据减去V0的数据，由此得到的16个16位二进制差值数据，实际上就代表了各单体电池端电压的绝对值。微处理器1IC5〔P87C591〕对这些值与均衡放电设定电压、上限电压、下限预警电压、下限电压比拟，并根据系统的当前工作模式〔充电或放电〕产生各类相应的控制信号；这些控制信号分别与模式控制单元9、放电选通单元8、CAN接线器1J1顺序连接，产生相关控制指令。例如：在对电池执行充电操作时，当检测到任何单体电池的端电压低于2.7伏，为安全起见，微处理器1IC5〔P87C591〕向模式控制单元9发出
DOC
充电电流编码控制信号〔G0G1G2=101〕，将充电电流限制在峰值电流的1/16；同样，在对电池执行第一阶段正常充电操作时，当检测到任何单体电池的端电压超出4.0伏时，微处理器1IC5〔P87C591〕将对该节电池发出均衡放电控制信号、同时对模式控制单元9送出〔G0G1G2=010〕充电电流减半的编码控制信号，该编码信号被模式控制单元9译码，将输出充电电流钳制在1/2峰值电流值；均衡放电控制信号启动放电驱动子系统3，放电驱动子系统3发出对该单体电池实施均衡放电的门控信号。所述的电池均衡控制子系统1对串联电池组充放电控制操作是按以下程序进展的：
1.初始充电状态
采样各单体电池的端电压与温度。1.当串联电池组中存在端电压低于2.7伏的单体电池时，对数字可编程增益放大器2IC7〔TCL6910-2〕的增益译码端〔脚5、6、7〕送出G0G1G2＝101控制码，充电电流被限制为1/16峰值电流值，直到这些充电初始时端电压低于2.7伏的单体电池达到2.7伏的端电压，转入正常的第一阶段充电。2. 初始充电状态期间，当串联电池组中存在端电压达到4.0~4.096伏的单体电池时，记录这些单体电池，并对这些单体电池实施均衡放电操作，直到这些单体的端电压下降到3.9伏以下，并且直到充电完毕，峰值充电电流将始终被限定在1/16峰值电流值。3.当串联电池组中即存在端电压低于2.7伏的单体电池,又存在端电压高于或等于4.0伏的单体电池时,记录这些端电压高于或等于4.0伏的单体电池，并对之实施均衡放电操作，直到它们的端电压下降到3.9伏以下，充电电流将始终维持在1/16峰值电流值，直到充电过程完毕。 2. 第一阶段峰值电流充电
当串联电池组中所有的单体电池的端电压均处于2.7~4.0伏之间时，进入正常的第一阶段充电状态， 该阶段始终为峰值电流充电控制，对各单体电池实施均衡放电操
DOC
作的判断电压为4.0伏〔含4.0伏〕，均衡放电终止电压为小于3.9伏。在第一阶段充电操作过程中，通过改变数字可编程增益放大器2IC7〔TCL6910-2〕的增益译码端〔脚5、6、7〕G0G1G2的控制码，实现充电电流的递减控制。即：端电压上升到4.0～4.096伏的单体电池、或被执行过均衡放电操作的单体电池数达到1～4节单体电池时，充电电流减半〔IC/2〕〔G0G1G2=010〕，标记这些单体电池，并对达到4.0 ~ 4.096伏的单体电池实行均衡放电操作，直到它们的端电压降低到3.9伏以下。当端电压上升到4.0～4.096伏的单体电池、或被执行过均衡放电操作的单体电池数达到5~8节时，充电电流再次减半〔IC/4〕〔G0G1G2=011〕，并对达到4.0 ~ 4.096伏的单体电池实行均衡放电操作，直到它们的端电压降低到3.9伏以下，标记这些单体电池。当端电压上升到4.0～4.096伏的单体电池达到、或被执行过均衡放电操作的单体电池数达到9～12节时，充电电流再次减半〔IC/8〕〔G0G1G2=100〕，标记这些单体电池，并对达到4.0 ~ 4.096伏的单体电池实行均衡放电操作，直到它们的端电压降低到3.9伏以下。当端电压上升到4.0～4.096伏的单体电池、或被执行过均衡放电操作的单体电池数达到13节以上时，充电电流再次减半〔IC/16〕〔G0G1G2=101〕，标记这些单体电池，并对达到4.0 ~ 4.096伏的单体电池实行均衡放电操作，直到它们的端电压降低到3.9伏以下。 3.第二阶段恒压限流充电
当串联电池组中所有的单体电池端电压达到或曾达到过4.0伏〔被实施过均衡放电操作〕时，进入第二阶段恒压限流充电。微处理器2IC5〔P87C591〕对模式控制单元9发出切换峰值电流控制为恒压限流控制的信号，充电电流值被控制在2A~1/16峰值电流值之间，各单体电池的均衡放电判断电压为4.096伏，均衡放电完毕判断电压为小于4.056伏，标记被均衡放电操作的单体电池；充电电压被恒定在65.0伏。 4. 充电完毕
DOC
在第二阶段恒压限流充电过程中，当串联电池组中所有的单体电池的端电压上升到4.096伏或均被实施过均衡放电操作，并且充电电流下降到2A〔含2A〕时，充电过程完毕。微处理器2IC5〔P87C591〕置位其内部的程序状态字PSW.5，并对移相谐振控制器2IC1〔UCC3895〕的禁止端SS〔脚19〕发出低电平封锁信号VFS，微处理器进入对串联电池组各单体电池的监视状态。充电过程完毕后，微处理器2IC5〔P87C591〕对各单体电池的采样照常进展。由于串联电池组中各单体电池的端电压因自放电与电阻分压器对电池能量的泄流会缓慢下降，当串联电池组中某单体电池的端电压下降到4.0伏以下时，微处理器2IC5〔P87C591〕重新启动充电控制子系统2，充电模式由串联电池组中各单体电池的状态所决定。 5. 系统处于放电状态
在串联电池组对外负载实施放电操作的过程中，当微处理器1IC5〔P87C591〕检测到串联电池组中存在达到或低于3.0伏、高于2.7伏的单体电池时，将发出持续的串联电池组放电即将完毕的报警信号，当微处理器1IC5〔P87C591〕检测到串联电池组中存在达到或低于2.7伏的单体电池时，将发出停止放电控制信号。
所述的放电驱动子系统3包括放电选通单元7和放电驱动单元8。放电选通单元7包括2片16选1译码器3IC8〔74HC154〕、3IC9〔74HC154〕与16个D型触发器3IC10～3IC17〔74HC74〕，放电选通单元7用以定位、启动、锁定放电驱动单元8中的16个独立放电驱动电路；放电选通单元7输出的16个控制信号与放电驱动单元8所包括的16个独立放电驱动电路的输入一一对应连接；其中：译码器3IC8〔74HC154〕用于对选中的D型触发器置位，译码器3IC9〔74HC154〕用于对该D型触发器复位。假定系统处于第一阶段充电状态，当串联电池组中发生任何单体电池的端电压达到或超出4.0伏，微处理器单元6向放电选通单元7的译码器3IC8〔74HC154〕送出4位地址编码和片选信号ST，片选信号ST还经反相器3IC18:A〔74HC04〕反相后，用以禁止译码器3IC9〔74HC154〕对D型触发器复位；于是，被译码器
DOC
3IC8〔74HC154〕选中的D型触发器置位，该D型触发器的输出Q端向对应的放电驱动电路的选通输入端送出门控信号，该放电驱动电路在分频器2IC10〔74HC161〕送来的5KHz脉冲信号的选通下，对相应的单体电池执行均衡放电操作。当被执行均衡放电操作的单体电池的端电压低于3.9伏时，16选1译码器3IC9〔74HC154〕被选中，其输出对相应的D型触发器执行复位，终止该放电驱动电路对该单体电池的均衡放电操作。由于微处理器单元6对串联电池组中各单体电池是循环采样与处理的，在下一周期的循环采样中，假设上述通道所对应的单体电池仍未退出均衡放电电压值，那么继续执行放电操作。所述的放电驱动子系统3的放电驱动单元8由16个独立放电驱动电路组成，该16个独立的放电驱动电路由 “与〞逻辑选通集成电路3IC4～3IC7〔74HC08〕、逻辑反相器3IC1～3IC3〔74HC04〕、晶体管3BG1～3BG32、脉冲变压器3T1～3T16、放电功率场效应晶体管3M1～3M16〔IRF540〕构成，并分别被被编号为FD1、FD2……、FD16，它们的输出分别对应连接到编号BT1、BT2……、BT16的单体电池。由图2A、2B显见，这是一种图腾柱结构的驱动电路；放电驱动单元8的任务是对需要实施均衡放电操作的单个或多个单体电池执行均衡放电操作。由于对串联电池组各单体电池实行独立操作同样需要面对多个参考电位的问题，本发明采用脉冲变压器来实现隔离传输，脉冲变压器的作用是完成电位隔离与升压驱动。为了解决脉冲变压器无法传递高占空比或直流信号的局限性，本发明利用移相谐振控制器2IC1〔UCC3895〕所产生的重复振荡频率为80KHz的连续脉冲信号经分频器2IC10〔74HC161〕16分频后得到的5 KHz VP信号，该VP信号经反相器3IC18:C～F〔74HC04〕驱动，并结合放电选通单元7的门控信号被实施逻辑与操作，其后形成的复合信号触发放电驱动电路，从而有效地解决了脉冲变压器传输高占空比或直流信号的局限性。5KHz VP信号继续被2IC13〔74HC4020〕实施212分频，获得1.22Hz时标信号TIM，TIM信号作为微处理器1IC5〔P87C591〕的T0计数/定时器的外时标源。在以大电流对串联电池组充电的场合，较小的均衡放电电流事实上很难达到均衡的目的，本发明采用高达20安培、占空比为50℅、重复频率为5KHz的大电流均衡放电，并通过下述措施实
DOC
现：放电功率场效应晶体管3M1～3M16采用IRF540，放电限流电阻采用0.15欧姆，由于IRF540的导通电阻约为0.06欧姆，因此当单体电池达到均衡放电电压值4.0伏时，IRF540被触发，放电回路总阻抗约为0.21欧姆，放电电流近似20安培。放电电阻采用TDH35型，该系列电阻的额定耗散功率为35瓦，由于放电驱动信号的占空比是50℅、重复频率为5KHz的脉冲，流过放电电阻的电流不是平均电流，因此TDH35系列的放电电阻是可以承受20安培的脉冲电流的。放电驱动电路没有直接采用移相谐振控制器2IC1〔UCC3895〕产生的80KHz脉冲信号作为放电驱动电路的选通信号，其原因在于：采用高频脉冲串在电池充电过程中对之均衡放电不会对电池带来负面影响，利用UCC3895移相谐振控制器的外同步端输出的80KHz窄脉冲作为放电信号，尤其适用于铅酸电池的应用场合，因为在铅酸电池的充电过程中，以高频窄脉冲驱动负脉冲放电对铅酸电池的防硫化具有极好的效果；然而，在一个串联电池组的充电进程中，存在同时对相当数量的单体电池实行与高频变换器主振频率一样的均衡放电操作的可能性，无疑会对高频变换器的稳定性和负载调整率带来较大的压力，因此降频利用移相谐振控制器2IC1〔UCC3895〕输出的80KHz脉冲信号作为复合均衡放电信号，是一种技术性权衡。
所述的辅助供电子系统4由AC-DC变换单元12和DC-DC变换单元13组成，请参阅图2C。系统处于充电状态时，全系统的工作电源由交流工网变换而得，反之，系统处于放电状态时，由串联电池组提供直流电源经DC-DC变换单元13而得。所述的AC-DC变换单元12由单片开关电源控制器4IC1〔TOP248〕、光耦合器OP1〔LTV817A〕、变压器4T1、二极管4D1〔BYV26C〕、4D2〔FR207〕、4D3〔SB3100〕、4D4〔1N4148〕、4D5〔FR207〕、4D6〔1N4148〕、稳压管4W1〔P6KE200〕、4W2〔22V〕、4W3〔22V〕、4W4〔22V〕、电解电容4E1~ 4E7、电容4C1～ 4C5、电阻4R1～4R5、电感4L1～4L2等组成；交流工网220伏输入经整流滤波后得到的+310伏直流高压被分别提供给AC-DC变换单元12和充电控制子系统2，AC-DC变换单元12将输入的+310伏直流高压变换为+68伏和+15A伏输出；由于16节4.1伏的串联锂动力电池的最高电压控制在65.0伏，
DOC
因此，在充电状态时，AC-DC变换单元12输出的68伏直流辅助供电电源恰好可以通过防反充二极管4D5〔FR207〕将串联电池组的端电压封锁住，由此，在充电状态时系统的辅助供电将全部由工网电源通过变换获得；当系统处于放电状态时，防反充二极管4D5导通，串联电池组被接入到DC-DC变换单元13的输入端，此时充电子系统是不工作的，因此不再需要+15A伏电源。所述的DC-DC变换单元13用以变换输出+5V、和-5V直流电源，为除了充电控制子系统2以外的其它子系统提供工作电源。所述的DC-DC变换单元13由单片DC-DC开关电源控制器4IC2〔DPA426〕、光耦合器OP2〔LTV817A〕、变压器4T2、二极管4D7〔FR257〕、4D8〔SB3100〕、4D9〔SB3100〕、4D10〔1N4148〕、4D11〔1N4148〕、稳压管4W5〔P6KE100〕、电解电容4E8~ 4E14、电容4C6～4C8、电阻4R6～4R11、电感4L3～4L5等组成。
请参阅图2B。所述的充电控制子系统2包括工网输入单元11、移相谐振全桥变换器单元10、模式控制单元9。所述的工网输入单元11的输入与220伏交流电网连接，其输出与移相谐振全桥变换器单元10和辅助供电子系统4的输入顺序连接。工网输入单元11用以对输入的交流工网电源进展整流和平滑滤波，为移相谐振全桥变换器单元10和辅助供电子系统4提供高压直流电源。所述的工网输入单元11由快速熔断器2F1、压敏电阻2R1、傍路电容2C1、2C2、2C3、共模电感2L1、桥式整流器2B1、平滑电容2E1～2E4构成；其中，压敏电阻2R1用以抗雷击，高频傍路电容2C1、2C2、2C3、共模电感2L1、用以抑制工网和移相谐振全桥变换器单元10、辅助供电子系统4之间的电磁交扰，桥式整流器2B1用以将交流电源整流成高压直流电源，平滑电容2E1～2E4用以滤除直流纹波。所述的移相谐振全桥变换器单元10设计输出功率4千瓦，最高输出电压65.0伏，峰值输出电流60安培；由于输出功率较大，为可靠起见，移相谐振控制器2IC1〔UCC3895〕的重复振荡频率取80KHz。采用UCC3895作为移相谐振全桥变换器单元10的主控芯片，其优势在于该芯片既适应于电流反响又适应于电压反响控制模式，该功能可以满足锂与各类电池先恒流最终恒压的充电特性。为缩小体积，移相谐振全桥变换器单元10的主隔离变压器2T1采用德国VAC公司材料牌号VITROPERM500F的铁
DOC
基超微晶磁芯，因此具有高磁导率、高磁通密度、磁芯损耗低、高温稳定性好等优点，可有效克制在高电流输出条件下可能发生的磁饱和现象。所述的移相谐振全桥变换器单元10由移相谐振控制器2IC1〔UCC3895〕与其外围无源元件、集成驱动器2IC2〔IR21864〕与2IC3〔IR21864〕、分频器2IC10〔74HC161〕与2IC13〔74HC4020〕、功率场效应开关管2M1、2M2、2M3、2M4、高频脉冲变压器2T1、二次侧快恢复整流二极管2D5～2D8、防反充二极管2D11、以与串联电池组端电压取样电阻2R12、2R13等其它外围元件等组成；由图2A、2B、2C可见，这是一种标准的移相谐振全桥变换器电路拓扑。以下，除了对移相谐振控制器2IC1〔UCC3895〕的工作模式控制作描述外，对移相全桥谐振变换器的原理不再累述。为理解移相谐振控制器2IC1〔UCC3895〕工作模式的控制原理，须结合模式控制单元9的原理，因此将移相谐振控制器2IC1〔UCC3895〕连同模式控制单元9一并描述。移相谐振控制器UCC3895是一款即可用于电流环控制又可用于电压环控制、功能优秀的控制集成电路，主要引脚功能：EAP〔脚20〕为误差电压输入端，CS〔脚12〕是电流检测比拟器的反相输入端，内部接到电流测量比拟器负输入端和过流比拟器正输入端；其中，电流测量比拟器用于实现峰值电流模式控制中的逐周期限流监控，过流比拟器用于当发生输出过流时关闭UCC3895的输出脉冲，导致一个新的软启动过程，峰值电流限制值对应的CS=2.0V，SS〔脚19〕是软启动和禁止端；其中禁止模式即芯片输出的快速关闭。在外部强制SS〔脚19〕低于0.5V、REF〔脚4〕低于4V、VDD〔脚15〕低到UNLO设定值之下、或在发生过流故障〔CS>=2.5V〕的任一条件时，将启动禁止模式。在通常的峰值电流控制模式应用中〔即控制移相谐振变换器工作在峰值限流、恒压输出的场合〕，电流取样端CS〔脚12〕上获得的输出电流反响信号还应该被引到斜波补偿端RAMP〔脚3〕，误差电压输入端〔脚20〕上引入负反响误差电压信号；在电压环控制场合时，斜波补偿端RAMP〔脚3〕与锯齿波定时端CT〔脚7〕连接，电流取样端CS〔脚12〕引入电流反响信号，但与斜波补偿端RAMP〔脚3〕断开。从以上对移相谐振控制器2IC1〔UCC3895〕的简单介绍可知，在常规应用中，UCC3895控制移相谐振变换器工作在输出电压稳定的峰值电流控制场
DOC
合，显然将上述控制模式应用于充电系统，其输出充电电压是不能追踪串联电池组的端电压因充电而发生的变化的；模式控制单元9的任务就是控制、修正移相谐振控制器2IC1〔UCC3895〕的工作模式，使之适应于充电系统所需的特性。所述的模式控制单元9由比拟器2IC4〔LM293〕、模拟开关集成电路2IC5〔DG413〕、运算放大器2IC6〔OPA27〕、数字可编程增益放大器2IC7〔TCL6910-2〕、运算放大器2IC8〔OPA4227〕、可关断运算放大器2IC9〔MAX4333〕、可重触发单稳态集成电路2IC12〔74HC23〕、反相器2IC11:A〔74HC04〕与其相关外围元件组成。模式控制单元9的控制输入端与微处理单元6的输出、串联电池组端电压取样信号VCY、电流取样信号V0连接；其输出分别与移相谐振控制器2IC1〔UCC3895〕的电流取样端CS〔脚12〕、误差电压输入端EAP〔脚20〕、锯齿波发生器定时端CT〔脚7〕、斜波补偿端RAMP〔脚3〕、微处理器1IC5〔P87C591〕的I/O、A/D采样端连接。以下对模式控制单元9的描述均基于系统处于充电状态，分4种情况描述模式控制单元9对移相谐振全桥变换器10工作模式的切换、递减式减流充电控制、电流环控制状态下充电电流的控制、以与恒压限流充电的反响控制的原理：
1. 移相谐振全桥变换器10工作模式的切换
在第一阶段充电状态，串联电池组中存在端电压低于4.0伏、且未被实施过均衡放电操作的单体电池时，移相谐振全桥变换器10处于输出充电电压跟随串联电池组端电压变化、充电电流受到串联电池组中各单体电池电气状态制约的电流环控制模式。在此期间，微处理器单元6始终输出MOD1=1信号，MOD1信号被反相器2IC11:A〔74HC04〕反相后形成MOD2＝0信号；MOD1信号被送到模拟开关集成电路2IC5〔DG413〕的通道1控制端IN1〔脚1〕，MOD2被送到模拟开关集成电路2IC5〔DG413〕的通道2控制端IN2〔脚16〕；因此模拟开关集成电路2IC5〔DG413〕的通道1被使能，模拟开关集成电路2IC5〔DG413〕的D1〔脚2〕和S1〔脚3〕接通，因此移相谐振控制器2IC1〔UCC3895〕的RAMP〔脚3〕通过电阻2R18与CS〔脚12〕接通；同理，因MOD2=0，模拟开关集成电路2IC5〔DG413〕
DOC
的通道2被禁止，即模拟开关集成电路2IC5〔DG413〕的D2〔脚15〕和S2〔脚14〕被断开，移相谐振控制器2IC1处于峰值电流控制模式。当串联电池组中所有的单体电池均被实施过均衡放电操作时，微处理器单元6送出MOD1＝0信号，因此有MOD2＝1，模拟开关集成电路2IC5〔DG413〕的通道1被禁止，即模拟开关集成电路2IC5的D1〔脚2〕和S1〔脚3〕被断开，移相谐振控制器2IC1〔UCC3895〕的RAMP〔脚3〕与CS〔脚12〕被断开；因为MOD2=1，模拟开关集成电路2IC5〔DG413〕的通道2被开通，移相谐振控制器2IC1〔UCC3895〕的RAMP〔脚3〕与CS〔脚12〕通过电阻2R18被开通，移相谐振控制器2IC1〔UCC3895〕被切换为电压环控制模式。 2. 递减式减流充电控制
当串联电池组所有的单体电池的端电压均介于2.7～4.0伏之间时，微处理器单元6对数字可编程增益放大器2IC7〔TCL6910-2〕的增益译码端〔脚5、6、7〕分别送出G0＝１、G1＝G2＝0控制信号，因此数字可编程增益放大器2IC7〔TCL6910-2〕的增益为２。当移相谐振全桥变换器10输出60安培充电电流时，在电流取样电阻1R33上产生0.084伏的电流取样信号V0，V0信号经电压增益为12的输入放大器2IC8：D〔OPA4227〕和增益为2的数字可编程增益放大器2IC7〔TCL6910-2〕放大后，输出2.0伏的电流反响信号IOV，即移相谐振控制器2IC1〔UCC3895〕的电流取样端CS〔脚12〕上呈现2.0伏的取样信号。当串联电池组中某节单体电池的端电压达到均衡放电电压值4.0伏时，微处理器单元6向数字控制可变增益放大器2IC7〔TCL6910-2〕的3位数字编码端〔脚5、6、7〕送出G0G1G2＝010信号，数字可编程增益放大器2IC7〔TCL6910-2〕工作在增益为4的状态，当充电电流为30安培时，将在电流取样电阻1R33产生0.042伏的取样电压V0，经增益为12的输入放大器2IC8：D〔OPA4227〕和增益为4的数字可编程增益放大器2IC7〔TCL6910-2〕放大后，输出到移相谐振控制器2IC1〔UCC3895〕的电流取样端CS〔脚12〕为2.0伏幅值，由此实现了当串联电池组中某节单体电池的端电压达到均
DOC
衡放电电压值时，充电电流减半的目的，其余充电电流递减倍率的原理可依此类推。 3. 电流环控制状态下充电电流的控制
在第一阶段充电状态中，MOD1=1， 可关断运算放大器2IC9:B〔MAX4333〕被使能。充电电流的稳定是通过下述过程实现的：假定G0G1G2＝001，峰值充电电流被设置为60A，由于某种原因使得充电电流下降，那么引起充电电流取样信号V0下降，因而IOV下降，IOV和2V2基准被差分运算放大器2IC8:C〔OPA4227〕实施1:3差分运算，导致VDF1下降，VDF1和V2V被可关断运算放大器2IC9:B〔MAX4333〕再次实施1:1差分，从而导致VFK1上升，即VSEN信号上升，最终导致移相谐振全桥变换器单元10的输出充电电压上升，充电电流上升。
4.恒压限流充电的反响控制
当串联电池组端中所有的单体电池均被实施过均衡放电操作时，微处理器1IC5〔P87C591〕送出MOD1＝0信号，串联电池组的端电压被电阻2R12、2R13分压后形成串联电池组端电压取样信号VCY；VCY信号经运算放大器2IC6〔OPA27〕跟随后形成VERR信号，4.096伏基准源经电阻2R29与2R30分压、并经运算放大器2IC8:A〔OPA4227〕跟随，获得2.0伏基准信号V2V，VERR和V2V信号被运算放大器2IC8:B〔OPA4227〕实施1:3差分，其差值VDF2信号通过电阻2R35馈送到可关断运算放大器2IC9:A〔MAX4333〕的反相端；由于MOD2＝1，可关断运算放大器2IC9:A〔MAX4333〕处于开通状态，VDF2和V2V经2IC9:A〔MAX4333〕再次实施1:1差分，并通过电阻2R46形成VSEN信号，VSEN信号通过电阻2R21被馈送至移相谐振控制器2IC1〔UCC3895〕的误差电压输入端EAP〔脚20〕。假设由于某种原因串联电池组端电压超过了65.0伏，那么引起串联电池组端电压的取样信号VERR上升，运算放大器2IC8:B〔OPA4227〕的输出VDF2上升，引起可关断运算放大器2IC9:A〔MAX4333〕的输出VFK1下降，因此VSEN下降，最终引起相移谐振全桥变换器10的输出充
DOC
电电压下降，从而将串联电池组的端电压维持在65.0伏，反之亦然。在恒压限流充电模式下，充电电流将随着充电的进程而逐渐下降，而充电电压将被恒压在65.0伏，当充电电流下降到2A时，充电完毕。
所述的模式控制单元9中的比拟器2IC4:A〔LM293〕用于过压关断控制，如果由于某种原因使得串联电池组的端电压达到66.0伏时，比拟器2IC4:A〔LM293〕的输出由高电平翻转为低电平，该低电平接通模拟开关集成电路2IC5〔DG413〕的通道3，从而将移相谐振控制器2IC1〔UCC3895〕的EAP〔脚20〕钳制为低电平，移相谐振控制器2IC1〔UCC3895〕被强制封锁。模式控制单元9中的比拟器2IC4:B〔LM293〕用于过流关断控制，如果由于某种原因使得电流取样IOV超过了2.1伏，比拟器2IC4:B〔LM293〕的输出由高电平翻转为低电平，该低电平接通模拟开关集成电路2IC5〔DG413〕的通道4，其输出ICL将移相谐振控制器2IC1〔UCC3895〕的SS〔脚19〕钳制为低电平，移相谐振控制器2IC1〔UCC3895〕被强制封锁。可重触发单稳态集成电路2IC12〔74HC123〕用于对过流、过压信号的保持，以免移相谐振控制器2IC1〔UCC3895〕在启动和封锁间频繁切换。
通常，移相谐振全桥变换器10从峰值电流控制模式转换为恒压限流控制模式的瞬间容易引起输出参数的波动，本实施例能够较为平稳、安全地实现控制模式的切换，理由如下：1. 本实施例从峰值电流控制模式切换为恒压限流控制模式的切换点选择在所有的单体电池端电压都处于4.0伏附近，其时的充电电流已被钳制在较小的1/16峰值电流值，2. 移相谐振控制器2IC1〔UCC3895〕的电压误差放大器的带宽达7MHz，具有足够快的电压调节速率，3. 本实施例对移相谐振控制器2IC1〔UCC3895〕除了使用电压反响VSEN和电流反响控制信号IOV外，还辅以微处理器1IC5〔P87C591〕A/D采样与中断等多重监控设计。
当系统处于串联电池组向负载放电状态时，移相谐振全桥变换器单元10不工作，微处理器1IC5〔P87C591〕因未采样到＋5伏〔R〕，故判断系统为放电状态，并向模式控制单元9送出G0＝G1＝G2＝0，因此数字可编程增益放大器2IC7〔TCL6910-2〕的增益为1；当放电电流达
DOC
到120安培时，呈现在微处理器1IC5〔P87C591〕的A/D采样输入端〔脚8〕电流取样信号IOV为2.0伏，因此峰值放电电流被微处理器1IC1〔P87C591〕控制在120安培，当放电电流大于126安培时，集成比拟器2IC4:B〔LM293〕发生翻转，从而引起微处理器1IC5〔P87C591〕中断，微处理器1IC5〔P87C591〕13脚的IFD信号将从常态高电平反转为低电平，IFD信号用于放电操作发生过流时对外部开关的控制。
在对实施例的描述中，由于本发明涉与的内容较多，因此对单体电池的温度控制未加累述，在此予以说明：本发明采用AD590线性集成温度传感器，应用极其简单，仅需将各温度传感器的输出信号依次通过图2A、2B中所示的电池均衡控制子系统1的16选1模拟开关集成电路1IC2〔DG407〕被微处理器1IC5〔P87C591〕采样、比拟即可，当某单体电池的温度达到设定值时，关断移相谐振控制器2IC1〔UCC3895〕的工作，待温度下降到设定值以下恢复移相谐振控制器2IC1〔UCC3895〕的工作。
本实施例所述的即插式电动汽车电源管理系统与其均衡充电方法，稍加参数配置即可适用于多节串联大容量超级电容的充放电管理。同样，本发明所述的即插式电动汽车电源管理系统与其均衡充电方法仅需略加修改应用程序，即可方便地适用于铅酸、镍氢串联动力电池组的均衡充放电系统。对于处于充电状态的串联铅酸电池组，将锂串联电池组中达到均衡放电电压值的单体电池的均衡放电程序修改为：一旦充电即对所有单体铅酸电池实现循环放电，当所有单体铅酸电池的端电压达到13.85伏〔指12伏单体铅酸电池〕时终止放电控制，此即铅酸电池充电所谓的负脉冲放电；随后，如同锂均衡充电，控制移相谐振控制器进入恒压限流模式，此时输出电压被限定在平均每节铅酸电池为14.6伏的X围内，当充电电流降低到设定值时，控制移相谐振全桥变换器的输出电压恒定在平均每节单体铅酸电池的端电压为13.6伏的所谓浮充模式。对串联镍氢电池组的均衡充电就更为简单：根据镍氢电池在充电过程中即将充足电时其端电压会产生负跳变的特性，将各镍氢电池的电压取样值合并到“与〞逻辑的输入，“与〞逻辑的输出引到微处理器的中断口；由于各单体电池的端电压不可能为零，因
DOC
此“与〞逻辑的输出始终是高电平，当某个单体电池被充足电产生负越变导致“与〞逻辑的输出发生一次负越变，从而引起一次中断，记录发生中断的次数，当发生中断的次数等同于串联电池组中单体电池的数量，充电便告完毕；至于铅酸和镍氢串联动力串联电池组处于放电状态时的控制与锂串联动力串联电池组一样。
本发明所述的即插式电动汽车电源管理系统与其均衡充电方法全面实现了所述的技术功能，解决了各类多节串联动力电池组、串联大容量超级电容的均衡充放电所涉与的关键技术问题，实现了串联动力电池组均衡控制与充放电系统的一体化，加之完备的通信交互能力，可被广泛应用在以高功率动力电池为动力的场合；本发明尤其适用于以多节串联形式的锂、铅酸、镍氢、超级电容等为动力的交通工具、通信系统、军事设备等场合。
DOC
因篇幅问题不能全部显示，请点此查看更多更全内容